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5/20, 2022Curto-circuito do IGBT no sistema e sua proteção

Curto-circuito do IGBT no sistema e sua proteção

Curto-circuito do IGBT no sistema e sua proteção resumo Este artigo discute brevemente várias proteções de curto-circuito do IGBT comumente usadas em sistemas de baixa tensão e de pequena e média potência, e apresenta principalmente o método de uso da detecção de Vce. O princípio de funcionamento da proteção contra curto-circuito e a racionalidade do projeto do circuito de proteção são explicados de forma sucinta. Introdução ao esquema de proteção contra curto-circuito No projeto comum de proteção contra curto-circuito, a amostragem de corrente tem principalmente três formas, respectivamente: detecção por resistor shunt do N-BUS (zero Line), detecção por Hall na saída, detecção de tensão Vce. gráfico 1 O sinal de tensão é usado por meio da conexão de um pequeno resistor para determinar o curto-circuito no circuito do barramento. Esse método tem alta precisão e sensibilidade, e pode proteger contra curto-circuito à terra; a desvantagem é que é adequado apenas para máquinas de baixa potência, pois para correntes altas a exigência de potência do resistor é muito elevada. À medida que o tempo de resposta do sensor Hall continua a melhorar, ele não só tem a função de converter a magnitude da corrente, como também protege a corrente de curto-circuito por meio do circuito de hardware. Devido aos problemas no tempo de resposta da detecção Hall, a confiabilidade era relativamente menor do que nos outros dois métodos. O sensor Hall não é adequado porque é instalado no terminal de saída. O método protege os transistores superior e inferior por meio. A proteção fotocoplada do IGBT é obtida pela detecção da tensão C-E e, de acordo com a relação entre Vce e Ic, quando Ic sobe rapidamente, Vce acompanha. Quando o valor de Vce atinge a tensão do ponto de proteção, o acoplador óptico desliga-se sozinho e envia o sinal de erro ao DSP; todo o processo geralmente ocorre entre 5 e 10 us. Como essa proteção é muito sensível e tem baixa precisão, ela é adequada apenas para proteção contra curto-circuito. A Figura 2 mostra o diagrama de Vce e Ic do GD200HFL120C2S. Com o aumento de Vce, o aumento de IC também cresce. O Ic em +7V, na verdade, excede em muito a corrente de curto-circuito do módulo. Ao realizar o teste dinâmico de curto-circuito, L, Vg, tr, tf e outros parâmetros precisam de controle rigoroso e estável, e a corrente geralmente é controlada em 8 a 10 vezes Ic, conforme mostrado na Figura 3. No entanto, o curto-circuito é testado no sistema, e a corrente frequentemente sobe mais devido às características de comutação, à carga do circuito e à interferência. Proteção comum contra curto-circuito em acoplador óptico de comando (I) PC929 O PC929 é um acoplador óptico de comando amplamente usado na indústria de inversores, com função de proteção contra curto-circuito (o PC923 não tem proteção). Como sua corrente de pico de saída é apenas 0,4 A, para acionar IGBT de alta potência é necessário amplificar na etapa seguinte. A corrente do módulo que o PC929 consegue acionar depende da escolha do transistor. Desde que o PC929 consiga acionar o transistor e o transistor consiga acionar o IGBT, isso pode ser implementado. A Figura 3 mostra o circuito interno de proteção do PC929: 1. Quando o IGBT é desligado, a tensão do pino 9 é puxada para zero. 2. Quando o IGBT é ligado, Vcc carrega o Cp através de Rc; com a tensão de carga ultrapassando +7V, ocorre a transmissão O2 Com o desligamento suave, o FS envia ao mesmo tempo o sinal de erro ao CPU; o FS é ativo em nível baixo, e a velocidade de carga do Cp é determinada por Rc e Cp. 3. Quando o IGBT é desligado, C é rapidamente puxado para baixo, e a velocidade de descida é muito maior que a velocidade de desligamento do IGBT. Muita gente relata que o PC929 é propenso a disparos indevidos, mas o mecanismo desse problema não é muito claro. Alguns pensam que o tempo de proteção é curto demais, enquanto outros acham que a queda de tensão do IGBT é grande demais. Então vamos discutir a razão pela qual o PC929 dispara indevidamente, o que é muito importante para o projeto do circuito de proteção do IGBT. Em teoria, quanto maior o Vce(sat), mais rápido o IGBT atinge a tensão de proteção de +7V na zona linear, o que está correto, mas não é a causa do disparo indevido. O valor de Ic correspondente à queda de tensão de saturação de +7V é muito maior do que a queda de tensão de saturação da corrente máxima de sobrecarga, enquanto a queda de tensão do chip comum é de apenas abaixo de 1V, e essa diferença não causará disparo indevido no estado sem curto-circuito. Quando o IGBT é normalmente ligado, a principal causa do erro de falsa proteção é o tempo de queda de Vce quando o IGBT abre, e o tempo de carga de Cp. Veja a Figura 4. A fonte Vcc carrega o Cp por meio de Rc, com a tensão de carga de Ucp. Se Vce descer ao longo do caminho a, então Vce já caiu abaixo de +7V antes de Ucp atingir +7V, e então a tensão do pino 9 não aparece acima de +7V. Se Vce descer pelo caminho c, então Vce ainda estará acima de +7V quando Ucp atingir +7V, e então a detecção de tensão do pino 9 aparecerá acima de +7V, acionando a proteção contra curto-circuito. Conclusão: para evitar acionamento incorreto na abertura, você pode estender um pouco o tempo de carga ou tornar a velocidade de abertura um pouco mais rápida. (2) 316J O 316J também é amplamente usado no acionamento de IGBT e no acoplamento óptico com detecção de Vce. A maior diferença em relação ao PC929 é que o 316J consegue acionar diretamente o módulo de 150A sem a necessidade de transistores. Em termos de mecanismo de proteção, ele também é muito semelhante ao PC929. Veja a Figura 5: quando o IGBT é desligado, o DESAT (14) é puxado para o terra por meio de um MOSFET de alta velocidade; o MOSFET é desligado após a abertura do IGBT, e o pino 14 é carregado por meio da fonte de corrente interna e do capacitor, e a tensão aumenta acima de +7V, protegendo o 316J. O PC929 carrega o capacitor com Vcc através de resistência; o 316J carrega o capacitor diretamente por meio da fonte de corrente interna. Como o capacitor é carregado por uma fonte de corrente constante, o tempo de carga também pode ser calculado com mais precisão: t = CV / I, selecione C = 100p t = 100p * 7V / 250uA = 2,8us Isso significa que o Vce deve cair abaixo de +7V dentro de 2,8us, ou haverá atraso. (3) M57959 / M57962 Os M57959 e M57962 da Mitsubishi também são blocos de integração de acionamento com proteção contra curto-circuito. Diferentemente do PC929 e do 316J, a Mitsubishi integra o acoplamento óptico e os componentes periféricos em um único conjunto. As vantagens são alta integração e fácil instalação, e as desvantagens são a impossibilidade de alterar os parâmetros internos do dispositivo. Pode-se obter dos dados relacionados ao M57962 que, quando o IGBT é ligado, o Vcc é carregado e então comparado com a tensão de referência Vtrip para determinar se há curto-circuito ou não, de forma semelhante ao PC929. O tempo de atraso pode ser ajustado alterando o capacitor externo Ctrip, de modo que o tempo de proteção possa ser ajustado para evitar a atuação incorreta na abertura. gráfico 6 Introdução ao experimento de proteção contra curto-circuito A proteção contra curto-circuito pode ser dividida em curto-circuito alternado e curto-circuito relativo, de acordo com a forma do curto-circuito. Mas, independentemente do tipo de curto-circuito, para haver fluxo de corrente, é preciso formar um loop; portanto, no projeto da proteção contra curto-circuito, a detecção pode ser feita em qualquer ponto do circuito, embora, claro, o efeito não seja o mesmo. Em geral, escolhemos detectar a tensão Vce porque ela é relativamente eficaz e confiável. No teste de proteção contra curto-circuito de fase na indústria de inversores, há a condição de primeiro curto-circuito e depois acionamento, e a de primeiro acionamento e depois curto-circuito. A condição do primeiro é relativamente simples: a saída já está em curto-circuito e, quando o sinal de abertura chega, a corrente começa a subir; a segunda condição é mais complexa, pois, quando o sistema já está em operação, a posição do curto-circuito pode estar em qualquer ponto do ciclo de trabalho, de modo que a forma de onda de cada curto-circuito também é muito diferente. Então, qual corrente de proteção é maior? Após o teste no sistema, verificamos que, durante a operação, a corrente no curto-circuito pode subir mais, porque, quando o IGBT abre em curto-circuito, Vg é elevado mais, e o Ic na região linear é afetado principalmente por Vg. Ires = Cres * dv / dt △Vg = Ires * (Rg + Rint) I c =K (V g -V t h )2 A Figura 7 mostra a forma de onda de curto-circuito medida no testador dinâmico. Verificamos que, depois de Isc subir de forma constante, ele é limitado pelo próprio chip. A tensão de gate Vg não foi muito perturbada durante todo o processo. A Figura 8 mostra a forma de onda de curto-circuito do módulo de 1200 V / 50 A no conversor de frequência. - -t 1: dv / d t afeta continuamente V g; I sc está em subida, e a inclinação é determinada pelo indutor de carga parasita L, Isc=K (Vg-Vth) 2 - -t2: dv / dt deixa de afetar Vg, Vg diminui e Isc diminui com Vg. - -t3: Vg está estável e Isc está estável. - -t4: IGBT desligado, Isc reduzido, Vce=Vdc + di / dt * Lbus, portanto há sobretensão. Resumo Em resumo, o IGBT, como um importante dispositivo conversor do circuito de potência, pode explodir em caso de acidente, por isso a proteção do IGBT é განსაკუთრებით importante. A probabilidade de curto-circuito no IGBT não é muito alta, mas, se o curto-circuito não for protegido a tempo, as consequências serão devastadoras. Esclarecer o princípio da proteção contra curto-circuito do IGBT e seu modo de funcionamento pode ajudar você a projetar uma linha de proteção adequada, que proteja o IGBT a tempo e também não afete a operação normal do sistema.

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5/20, 2022Considerações sobre o uso do módulo IGBT para projeto em paralelo

Considerações sobre o uso do módulo IGBT para projeto em paralelo

Considerações de projeto para uso de módulos IGBT em paralelo Devido ao alto custo de produção, o preço de um módulo IGBT de 1200 V acima de 400 A no mercado é elevado. Quanto ao módulo padrão de 1200 V, 200–400 A e 62 mm, devido à tecnologia e ao produto relativamente estáveis, à boa versatilidade e à facilidade de substituição, a forma mais econômica nesta fase é usar vários módulos IGBT padrão em paralelo para aumentar a capacidade de corrente. No entanto, devido à inconsistência dos parâmetros próprios dos IGBT e à possível assimetria causada pelo layout do circuito, usar módulos IGBT em paralelo não é uma tarefa simples. A seleção inadequada de componentes em paralelo pode facilmente danificar os dispositivos e as trilhas do sistema principal. Portanto, este artigo, com base na experiência bem-sucedida do departamento de aplicação junto ao cliente e nos equipamentos de teste da fábrica, propõe a importância do uso de módulos IGBT em paralelo no projeto. Em geral, módulos acima de 100 A são compostos por vários chips em paralelo; embora os fabricantes possam usar chips do mesmo wafer para conectá-los em paralelo e reduzir a diferença de parâmetros do próprio módulo, ainda é preciso considerar as diferenças individuais entre os parâmetros resultantes do módulo. Ao mesmo tempo, a simetria do circuito é uma influência muito importante no paralelismo, que pode ser analisada sob dois aspectos: estático e dinâmico, a partir da diferença de parâmetros e da diferença de simetria do circuito.   Fatores que afetam o paralelismo e a distribuição média de corrente em módulos Na utilização real, o estado de trabalho do módulo IGBT está principalmente na condução e na transição de comutação; a etapa de condução é relativamente longa e a corrente é grande. Esta seção tem grande impacto. Vamos começar pelo estado de condução estática. 1.1. As principais razões que afetam a distribuição média de corrente em paralelo do módulo são os 4 pontos a seguir A) Efeito da queda de tensão de saturação Vce(sat) b) Efeito da assimetria de impedância do circuito de potência em paralelo c) Efeito da tensão de acionamento do terminal de gate Vge d) Efeito da tensão de limiar de condução Vth e) Efeito da queda de tensão de condução do diodo Vf 1) Problemas com diferentes Vce(sat) em paralelo: Em muitos casos, a maioria das pessoas pensa que o Vce(sat) gerado pela corrente que passa pelo IGBT é um valor fixo, o que é um equívoco. Na verdade, Vce(sat) refere-se à queda de tensão gerada pela corrente nominal. Para o IGBT, a queda de tensão de condução é uma função da corrente com o mesmo Vge. Para dois IGBT conectados em paralelo, a queda de tensão gerada pelo caminho positivo na abertura em regime permanente é igual. Assim, o equilíbrio da distribuição de corrente depende das diferenças nas características de saída dos vários IGBT em paralelo. A Figura 1 mostra a diferença na distribuição de corrente de dois IGBT com diferentes características de saída em paralelo (o mesmo Vce dos dois IGBT em paralelo). Figura 1: Situação do IGBT após a distribuição média de corrente em paralelo com diferentes características de saída Figura 2: Diagrama esquemático da distribuição média de corrente em conexão paralela     Os V mostrados na Figura 1 T1 e VT2 são de dois modelos idênticos de IGBT em paralelo. A Figura 2 mostra que as características de saída dos dois IGBT são ligeiramente diferentes. iC1 e iC2 são, respectivamente, os coletores abaixo de VT1 e VT2, com a mesma queda de tensão no terminal (UCE1=UCE2), enquanto I indica a corrente nominal desse tipo de IGBT, e Vcesat1 e Vcesat2 representam a queda de tensão de saturação dos dois IGBT na corrente nominal. Pode-se aproximar que: R1=（Vce sat 1-Vo1)/I         (1) R2=（Vce sat 2-Vo2)/I         (2) UCE1=Vo1+R1×iC1(3) UCE2=Vo2+R2×iC2(4) Quando conectados em paralelo, UCE1=UCE2=Uce, então: iC1=（ Uce-Vo1 ）/R1=（ Uce-Vo1 ）×I/（Vcesat1-Vo1) iC2=（Uce-Vo2）/R1=（Uce-Vo2） ×I/（Vcesat2-Vo2) Como esses dois IGBT são do mesmo tipo, Vo1 Vo2 = Vo, então Portanto, se a corrente de dois módulos IGBT em paralelo for I, a corrente dos dois módulos IGBT com diferentes Vce pode ser calculada da seguinte forma: iC 1=（ Uce-V o1 ）/R 1=（ Uce-V o1 ）×I/（Vcesat 1-V o )=（Uce-V o ）×I/（Vcesat 1-V o ) iC 2=（Uc e-V o2）/R 1=（Uc e-V o2）×I/（Vc e s a t 2-V o2)=（Uc e-V o ）×I/（Vc e s a t 2-V o )   Tomemos como exemplo o mais comum GD200HFL120C2S: Suponha um valor maior de Vcesat1 de 2,5 V (125 ℃) e um valor menor de Vcesat2 de 2,1 V (125 ℃), Vo = 0,8 V Assumindo um valor maior de Vcesat1 de 2,2 V e um valor menor de Vcesat1 de 2,1 V, consulte o manual de dados. O Vo típico é = 0,8 V Se a diferença de Vcesat for de 0,1 V, mesmo que a corrente de saída exigida pelo módulo em paralelo seja io = 200 A, a diferença de corrente do módulo IGBT inferior de outro Vce(sat) será de 6 A. Na prática, haverá mais perdas do que em outro módulo IGBT, embora o chip IGBT esteja em grande corrente. Como possui coeficiente de temperatura positivo, quando dois módulos IGBT são ligados em paralelo, recomenda-se que a diferença entre Vce(sat) não exceda 0,2 V. Se isso for inevitável, recomenda-se deixar uma grande margem na temperatura em regime permanente para compensar. 2) Desbalanceamento de corrente causado pela assimetria de impedância do circuito de potência Fig. 2 Efeito da impedância do circuito principal Em geral, considera-se que a diferença na disposição em paralelo do barramento resultará na impedância do circuito. Portanto, se a diferença de Vce(sat) do módulo IGBT for inferior a 0,2 V, é preciso levar em conta a simetria da linha de barramento. Na verdade, o impacto dessa parte é relativamente pequeno; por exemplo, no circuito equivalente da Figura 2, RE1 e RE2 equivalem à ligação em série de dois resistores e ao ramo original de distribuição uniforme de corrente. Se a impedância for inconsistente, a distribuição uniforme de corrente também será inconsistente; por exemplo, se RE1 > RE2, então inevitavelmente haverá mais corrente no ramo RE2, causando desequilíbrio, e vice-versa. Tomando o GD200HFL120C2S como exemplo: A corrente real exigida pelo módulo em paralelo é io = 200 A, cada módulo é na verdade de 100 A, e a queda de tensão no módulo real é Uce = 1,7 V Supondo que a seção transversal do barramento de cobre seja de 410-5 m2, o comprimento da barra principal do módulo 1 seja de 0,8 m, o comprimento da barra principal do módulo 1 seja de 0,6 m e a taxa de resistência térmica a 30 ℃ seja de 1,810-8 Ω·m Em comparação com a influência de Vce(sat), a influência da assimetria do circuito de potência é relativamente desnecessária em regime estático. No entanto, o barramento também introduz a indutância dos condutores, o que terá grande impacto na distribuição dinâmica da corrente, tema que será discutido mais adiante. 3) Influência da tensão de acionamento do gate Vge A corrente IC que atravessa o módulo IGBT acionado pela tensão de gate Vge gera a queda de tensão de condução Vce, que não está relacionada apenas à corrente Ic que o atravessa, ao Vce(sat) mencionado acima, mas também está diretamente relacionada à tensão de acionamento do gate Vge. Por outro lado, em diferentes tensões de acionamento Vge, com o mesmo Vce em paralelo, a corrente Ic que passa por ambos é naturalmente diferente. Figura 3. Curva característica de saída do módulo IGBT   Pela Figura 3, podemos ver claramente que, Assim, em Vge = 13 V, com Vce = 2,5 V, a corrente Ic é de 255 A Assim, em Vge = 15 V, com Vce = 2,5 V, a corrente Ic é de 285 A Portanto, o projeto do circuito de acionamento precisa receber muita atenção, e é indispensável garantir a tensão de acionamento do módulo em paralelo. É importante enfatizar que a tensão de gate Vge discutida acima refere-se aos dois terminais do gate do IGBT, e não à tensão de saída da placa de acionamento; clientes desatentos costumam cometer esse erro. Como se pode ver na Figura 4, há uma resistência de gate entre o chip de acionamento e o terminal de gate do IGBT, e a conexão elétrica do chip de acionamento ao gate do IGBT — o fio de gate da máquina, normalmente visível no equipamento —, bem como a diferença de parâmetros entre o componente de acionamento e o fio de gate, serão comparadas no instante de abertura e fechamento evidente, o que fará com que a tensão adicionada ao gate do IGBT e a tensão de saída fiquem inconsistentes. Isso não será um problema em regime permanente, porque o gate pertence a um estado de alta resistência. Figura 4 Diagrama esquemático do driver do módulo 4) Efeito da tensão de abertura, Vth Como a tensão aplicada pelo circuito de acionamento ao gate é um processo que vai da tensão negativa até a tensão positiva aplicada (se houver desligamento por tensão negativa), a corrente I não pode fluir pelo módulo antes da tensão de gate Vth. Assim, o IGBT com menor Vge(th) abrirá mais cedo e desligará mais tarde. Como esse efeito ocorre principalmente no momento de abertura e, pela curva característica de transferência da Figura 4, sabe-se que a corrente Ic é muito pequena quando a tensão de acionamento é Vth, em geral a diferença de Vth entre módulos do mesmo tipo fica dentro de 0,5 V; portanto, o efeito da tensão de abertura Vth é relativamente fraco.   5 Características de transferência do módulo IGBT 5) Efeito da Vf do diodo Em inversores e outras aplicações, o diodo antiparalelo do módulo IGBT precisa suportar grande corrente. O efeito da Vf do diodo sobre o compartilhamento de corrente é exatamente o mesmo que o efeito de Vce(sat) sobre o compartilhamento de corrente, sendo o IGBT afetado por Vce(sat) e pela Vf do diodo. R1=（Vf-Vo1)/I R2=（Vf-Vo2)/I Uf1=Vo1+R1×if1Uf2=Vo2+R2×if2 (1) (2) (3) (4) Quando Uf1=Uf2=Uf estiverem ligados em paralelo, então iC1=（Uf-Vo1）/R1=（Uf-Vo1）×I/（Vf1-Vo1) iC2=（ Uf-Vo2）/R1=（ Uf-Vo2） ×I/（Vf2-Vo2) Como esses dois diodos são do mesmo tipo, Vo1 Vo2 =Vo Portanto, se a corrente de dois módulos IGBT em paralelo for I, a corrente de dois módulos IGBT com Vce diferentes pode ser calculada da seguinte forma: iC1=（ Uf-Vo1 ）/R1=（ Uf-Vo1 ）×I/（Vf1-Vo1)=（ Uf-Vo ） ×I/（Vf1-Vo) iC12=(Uf-Vo2) / R2= (Uf-Vo2) I / (Vf2-Vo2) = (Uf-Vo) I / (Vf2-Vo) O módulo comum de 150A é do tipo colunar, Supondo que o valor maior de Vf seja 2,2 V e o menor valor de Vf seja 2,1 V, o Vo típico encontrado no manual de dados é = 1,3 V Fatores que afetam o fluxo dinâmico em paralelo As principais razões que afetam a corrente média dinâmica paralela dos módulos são os 3 pontos a seguir A) Parâmetros dinâmicos do próprio IGBT b) Indutância parasita do circuito de acionamento c) Indutância parasita do circuito de potência 1) Distribuição desigual causada pelos próprios parâmetros do IGBT O principal fator que afeta o equilíbrio de corrente no momento da comutação são as características de transferência do dispositivo em paralelo. Figura 3. Comparação das características de transferência dos módulos em paralelo Diagrama comparativo das propriedades de dois módulos em paralelo com características de transferência inconsistentes mostradas na Figura 3. Na FIG. 3, quando a mesma tensão de acionamento V é aplicada ao módulo em paralelo GEWhen, o módulo IGBT mais íngreme suportará mais corrente, e a perda de comutação também se tornará maior.2) Parasitismo do circuito de acionamento e desvio desigual causado pela indutância Combinado com a capacitância parasita no nível do gate do IGBT, a indutância parasita do circuito de acionamento pode causar oscilações severas, provocando flutuações na tensão do gate. A indutância parasita do emissor pode causar variação no grau de comutação. O circuito de acionamento do gate do IGBT RG, a indutância dos condutores LGLE,, e a capacitância de entrada do IGBT Cin O processo de abertura e comutação é uma resposta típica de um circuito série RLC. Na Figura 4, o resistor R corresponde a RG, L corresponde ao indutor LG+LE, e o capacitor C corresponde ao capacitor de entrada Cin.   Para o processo de ligar e desligar, apenas uC(0) E o USA diferença do valor dos anos 1920, ao ligar, uC(0)=-10V ，US=15V (a tensão de acionamento geral costuma ser +15V para ligar, -10V para desligar), e ao desligar, uC(0)=15V ，US=-10V Devido à existência da indutância parasita dos condutores LGLE, aumenta a possibilidade de choque no terminal de gate, sendo necessário evitar a geração dessa indutância nos condutores. Na fiação real, pode-se reduzir o comprimento do cabo do gate e a área do loop do cabo do gate (como um par trançado). Ao mesmo tempo, a resistência do eletrodo do gate, RG, precisa ser adicionada separadamente para obter melhor resultado na partida.     Figura 4. Indutância parasita do circuito de acionamento do transmissor   3) Distribuição desigual causada pela indutância parasita do circuito de potência A indutância parasita do circuito de potência é composta principalmente por duas partes principais, ou seja, a indutância parasita do coletor Lc   E a indutância parasita do emissor Le, como mostrado na Figura 5. Quando a forma de onda de acionamento da tensão do gate é comutada, o loop de potência está mudando rapidamente, e a velocidade fica em um nível sutil. Os indutores Lc e Le do loop de potência atuarão para dificultar a mudança de corrente, resultando em uma velocidade de conversão lenta. Em paralelo, devido à relação entre layout e fiação, há grandes diferenças na indutância parasita do circuito de potência, o que inevitavelmente causará desequilíbrio na derivação dinâmica. Aqui, enfatiza-se especialmente a indutância parasita do coletor Lc, pois a corrente paralela é muito grande; quando a corrente é desligada, devido à velocidade de desligamento, a corrente é muito alta, e a indutância parasita do coletor Lc tende a produzir grande momento reverso na direção da tensão do barramento, e a superposição da tensão do barramento sobre o IGBT acima do IGBT causará impacto; se exceder a tensão nominal do IGBT, certamente causará danos ao IGBT.   Figura 5. Indutância parasita do circuito de potência   Portanto, os projetistas precisam otimizar o projeto do circuito principal de acordo com as condições reais. Por exemplo, se for possível usar barra de cobre, e não fio de cobre, e se o custo permitir, adote o modo de circuito principal.   1) Seleção dos módulos Do ponto de vista do fluxo estático, o módulo IGBT NPT possui coeficiente de temperatura positivo, sendo adequado para conexão em paralelo. Por outro lado, os módulos em paralelo, especialmente os do mesmo braço do conversor, devem usar, sempre que possível, módulos do mesmo lote, para garantir ao máximo a consistência dos parâmetros.   2) Projeto do circuito de acionamento Quando o módulo IGBT está em paralelo, influenciado pela indutância da fiação do circuito de gate e pelo capacitor de entrada do IGBT, a tensão de gate às vezes aumenta. Para evitar essa oscilação, a resistência de gate deve ser conectada ao gate do IGBT. Quando a fiação do emissor do circuito de acionamento é conectada em uma posição diferente da do circuito principal, a distribuição transitória de corrente do IGBT conectado em paralelo torna-se desequilibrada. O módulo IGBT possui terminais auxiliares de emissor usados pelo circuito de acionamento; certifique-se de usar esse terminal, A fiação de acionamento pode ser igualizada, e o desequilíbrio transitório de corrente causado pelo método de fiação do circuito de acionamento pode ser suprimido. A fiação do gate também é crítica: A) A linha de acionamento deve ser curta, e o efeito do par trançado será melhor; b) A linha de acionamento deve ficar afastada do circuito principal; procure adotar um layout ortogonal; c) Cada linha de acionamento deve ser roteada separadamente, sem ligação entre elas. 3) Disposição das linhas Quando as parcelas resistiva e indutiva da fiação do circuito principal são desiguais, a distribuição de corrente entre os elementos ligados em paralelo fica irregular. Além disso, se a indutância parasita do circuito principal for elevada, a tensão de surto aumentará quando o IGBT for desligado. Portanto, para reduzir a indutância do circuito, o módulo IGBT ligado em paralelo deve ser instalado o mais próximo possível, e a fiação deve manter boa simetria. Para reduzir a indutância própria e a resistência da linha, no barramento CC deve-se evitar o uso de cabos; esse tipo de fiação apresenta indutância própria e mútua muito baixas, além de péssima condutividade térmica. A barra de cobre pode resolver de forma eficaz a indutância própria e a dissipação de calor, mas a indutância mútua ainda é bastante elevada. O barramento laminado é formado por várias chapas de cobre empilhadas, com isolamento entre as camadas por meio de material isolante termicamente condutivo, resolvendo de forma eficaz a indutância própria, a indutância mútua e a dissipação de calor; além disso, também ajuda a reduzir a impedância e a EMI, sendo uma forma de barramento relativamente ideal, como mostrado na figura abaixo:   Figura 6: diagrama do barramento laminado empilhado Além disso, os módulos devem ser montados no mesmo dissipador, próximos entre si, para obter o melhor acoplamento térmico, com temperatura uniforme, e minimizar os efeitos de Tj e Vth.   Conclusão: Este artigo analisa os fatores que afetam o compartilhamento médio de corrente em módulos em paralelo. Combinado com os equipamentos da Star, além de oferecer produtos mais adequados para operação em paralelo, também propõe, do ponto de vista da aplicação, pontos de atenção no uso de módulos IGBT em paralelo, para que os projetistas possam compreender mais profundamente o paralelismo de IGBTs e seguir os critérios de projeto.   Documentação de referência: 1. International Rectifier. Application Notes. AN990. Caracterização da aplicação de IGBTs [Z], 2002. 2. Dynex Semiconductor. AN5505. Operação em paralelo dos módulos IGBT Dynex [Z], 2001. 3. Sun Qiang, Wang Xueru, Cao Yuelong, estudo sobre o problema de compartilhamento médio de corrente em paralelo de módulos IGBT de alta potência [J], Tecnologia de eletrônica de potência, 2004 4. Tong Shibai Hua Chengying, Fundamentos de simulação de tecnologia eletrônica [M]. Editora de Ensino Superior, 2001  

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5/17, 2022Vantagens do uso do projeto IPM e cuidados na seleção

Vantagens do uso do projeto IPM e cuidados na seleção

Vantagens do uso do projeto IPM e pontos a observar na seleção Norman Day breve introdução Porque a estrutura do circuito de potência acionada por motor monofásico ou trifásico já é bastante madura e estável, o módulo de potência que integra o interruptor de potência e o circuito de acionamento dessa parte teve um impacto revolucionário no conceito de projeto de sistemas de inversores de frequência após sua introdução. Com a maturidade da tecnologia de encapsulamento de módulos e a rápida queda de custos, há uma tendência de substituir gradualmente os componentes tradicionais e tornar-se a linha principal do projeto de sistemas. Esse módulo de potência integrado tem um nome bastante conhecido, chamado módulo de potência integrado/inteligente, abreviado como IPM [1]. Infelizmente, a maioria dos projetistas ainda trata esse tipo de componente como uma caixa-preta. Ou o abandonam por medo de não conseguir lidar com os problemas que possam surgir, ou apenas aceitam a influência de alguns fabricantes líderes e formam conceitos pouco consistentes. No entanto, nem os primeiros nem os segundos acreditam que o projetista deva adotar uma postura diante da tendência de encapsulamento integrado de potência. Somente escolhendo um conceito de projeto com vantagem competitiva e dominando plenamente as características e limitações dos componentes utilizados é que se pode garantir que eles não serão eliminados pelo mercado em rápida mudança. Vantagens do uso do projeto IPM Em termos do custo de um único componente, o IPM realmente tem dificuldade para competir com os elementos de encapsulamento separados já padronizados e produzidos em massa. No entanto, considerar apenas o projeto global do produto com base no custo de material isolado não é a visão que um projetista deve ter, por isso o nível de discussão deste tema precisa ser ampliado. Aqui, o autor o divide em três níveis: desempenho, confiabilidade e preço, para explorar as diferenças trazidas pelo uso do IPM no projeto do sistema. Desempenho: (1) Reduz significativamente o número de componentes e a área necessária para a PCB (2) Oferece soluções com alto isolamento e boa dissipação de calor (3) Reduz significativamente a complexidade do layout das linhas (4) Reduz o efeito de indutância parasita na conexão do cristal de potência e do circuito de acionamento (5) Os cristais integrados internamente têm propriedades elétricas semelhantes (6) Pode responder em tempo real a vários tipos de proteção contra anomalias Os benefícios do primeiro item são evidentes. A figura (1) fornece dados quantitativos para referência. A segunda vantagem vem das diferenças proporcionadas por processos distintos. Ao usar o elemento separado tradicional como projeto, como o emissor ou o coletor do cristal de potência interno está diretamente conectado à carcaça metálica exposta, para alcançar um projeto com alto isolamento e fácil condução térmica, além de selecionar uma junta isolante de alto custo unitário, isso também torna a operação de produção mais complexa, dificulta o controle de anomalias do produto acabado montado e é muito caro tempo de montagem. O IPM rompe com a ideia de que o projeto tradicional só pode girar em torno dos problemas acima e oferece uma solução real com alto isolamento e excelente dissipação de calor. O diagrama na figura (2) apresenta a conclusão acima de forma mais específica. A figura (3) mostra o diagrama de projeto do circuito usando componentes tradicionais, e a figura (4) mostra o diagrama de projeto do circuito usando IPM. Ambos alcançam a mesma função, mas o circuito obtido com o sistema de projeto IPM é relativamente simples. Na verdade, o diagrama de circuito na figura (IV) acima destaca principalmente a comparação simplificada entre o circuito de potência e o circuito de acionamento. Se os resultados ainda mais simplificados do circuito usando a alimentação auxiliar e a amostragem de corrente correspondentes ao IPM também forem apresentados na figura (IV), a diferença de simplificação do circuito será maior. Nos critérios de projeto dos componentes tradicionais, reduzir a indutância de fuga da conexão entre as linhas e encurtar ao máximo o circuito entre o IGBT e o CI de acionamento para obter menor esforço de comutação e interferência de linha sempre foi a direção dos projetistas de sistemas. No entanto, tomando como exemplo o diagrama esquemático da figura (5), a conexão do coletor e do emissor do IGBT apresenta efeitos de indutância parasita de diferentes magnitudes. Para reduzir esses efeitos, o caminho entre os encapsulamentos tradicionais deve ser curto e espesso. Portanto, é necessário usar PCB multicamada ou aumentar a área da PCB para atender a tais requisitos; o IPM pode resolver bem esses efeitos parasitas no nível do encapsulamento. O motivo é que, não importa o quão próximo o CI de acionamento esteja do interruptor de potência (IGBT ou MOSFET de potência) usando o layout da PCB, ele nunca ficará tão próximo quanto ao ser colocado diretamente ao lado do interruptor de potência na forma de cristal nu. Da mesma forma, se cada interruptor de potência for conectado diretamente ao frame de terminais por wire bonding, isso será muito menor do que a conexão por meio do pino do componente tradicional em si e depois pela folha de cobre da PCB. A característica mencionada no quinto item é que o IPM pode resolver diretamente o problema de controle de montagem anormal que preocupa o projetista do sistema no nível da wafer. Os fabricantes japoneses costumam adotar uma postura rigorosa em relação à montagem do sistema. A prática consiste em medir as características de cada chip de potência antes da montagem na linha. Durante a produção e a montagem, componentes com características semelhantes devem ser montados na mesma placa PCB para reduzir possíveis problemas causados pelo desvio dos parâmetros dos componentes no sistema durante a produção em massa. Por exemplo, se o atraso de desligamento e o tempo de desligamento do braço superior estiverem de acordo com a especificação, mas próximos do limite superior, enquanto as características de ligamento do braço superior forem exatamente o contrário, então, se o efeito não linear causado pela elevação da temperatura de operação for somado, a possibilidade de os braços superior e inferior conduzirem ao mesmo tempo durante a comutação aumentará muito, resultando em consumo adicional de energia. Além disso, a base original de projeto do dissipador de calor partia da premissa de que a potência dissipada por cada chip era equivalente, mas se a premissa acima também ocorresse no parâmetro V(CE), a distribuição desigual de calor poderia ainda causar fuga térmica e levar à falha do sistema. Mas, nesse caso, por causa da exceção de correspondência Os problemas potenciais causados por isso são ignorados pelos projetistas ou negados pela gestão devido ao impacto sobre benefícios e custos. Mesmo que exista esse conceito, o projetista só pode usar uma margem de projeto maior para contorná-lo, como aumentar o tempo morto e ampliar a área do dissipador de calor para obter uma temperatura de operação mais baixa etc., mas o pagamento relativamente necessário é reduzir o desempenho do sistema e aumentar o custo dos materiais. Na verdade, depois que cada wafer é testado, já existiria um diagrama de distribuição característica de cada chip bruto, mas as informações dessa característica de distribuição desaparecem à medida que cada chip bruto do wafer é encapsulado na forma de TO-220 ou TO-247; o mesmo acontece com o CI de alta tensão usado para acionar o chip de potência. O processo de fabricação do IPM começa com o wafer inteiro, de modo que ele pode garantir a simetria e a correspondência das características dos chips trifásicos no mesmo módulo na etapa de colagem dos chips, usando o método em que as características dos chips brutos adjacentes são as mais próximas. Com uma abordagem de processo diferente, podemos resolver facilmente esse problema difícil do projeto tradicional. O resultado do sexto item vem da melhoria do quarto item. A rapidez da proteção vem da diferença na ordem de us, ou até ns. Evitar o mau funcionamento do sistema e acelerar a rapidez da proteção costuma ser um dilema para os projetistas de sistemas. Portanto, a redução da indutância de fuga não apenas pode reduzir o atraso de propagação do próprio sinal anormal, mas também reduzir a constante da linha de filtro, melhorando assim a velocidade de resposta do CI ao sinal anormal. Dessa forma, também é possível reduzir a taxa de falhas causada pela proteção anormal não ser acionada a tempo. Confiabilidade (1) Reduz significativamente o potencial de falhas do pessoal de produção causado pelo processo de montagem complexo (2) Oferece uma estrutura mais robusta do que a embalagem tradicional (3) Todo o sistema terá uma taxa de falhas menor A melhoria do primeiro item é muito significativa. O método de montagem dos componentes tradicionais não é apenas complexo, mas também repetido várias vezes; assim, algumas anomalias de alinhamento, a falta de travamento da porca isolante, microtrincas internas no chip e danos na folha isolante são problemas difíceis de prevenir. Além disso, esses problemas potenciais podem não ser detectados de forma eficaz. Portanto, se os componentes semicondutores precisarem ser ligados em paralelo devido à relação de potência nominal, o número de chips pode passar de seis para doze ou mais, e a probabilidade de falhas potenciais causadas pela montagem é maior. A Figura (6) mostra essa explicação de forma mais clara por meio de uma ilustração. De modo geral, o estresse de vibração dos componentes distribuídos pode se estender facilmente ao chip interno por meio do pino, seja no aperto do parafuso, na dobra do terminal ou até mesmo durante o transporte do produto acabado. O esforço mecânico suportado pelos chips brutos provém, em grande parte, da deformação causada pelas variações térmicas no chip interno ou no ambiente de operação da embalagem. Portanto, seja diretamente na etapa de montagem ou indiretamente pela deformação causada pelo choque térmico, o IPM oferece uma solução estrutural mais robusta do que os componentes separados originais. O terceiro argumento se baseia no fato de que, se a taxa de falhas do IPM for equivalente à dos componentes tradicionais, será necessário usar 20 ou 30 componentes para obter um modo funcional equivalente. A taxa de falhas possível de todo o sistema é naturalmente muito maior do que a de apenas um componente. No entanto, se a base dessa vantagem é ou não sustentável envolve muitos aspectos. Talvez um tema especial possa ser criado no futuro para discussão. Custo total (1) Redução do custo de qualidade devido ao aumento da confiabilidade (2) Reduz consideravelmente o tempo de desenvolvimento do produto para os projetistas (3) Reduz o custo de perfuração do dissipador de calor e da placa PCB (4) Reduz as horas de trabalho para montagem e inspeção da equipe de produção Não é difícil prever as vantagens acima, mas os resultados quantitativos precisam ser avaliados posteriormente com base nos procedimentos de desenvolvimento e nos custos de qualidade de cada empresa. O autor acredita que, embora os resultados talvez não o levem a abandonar a solução tradicional e madura e escolher o IPM, essa ação é absolutamente útil para a reflexão sobre a escolha da solução e o projeto do sistema. Cuidados na seleção do IPM Embora o uso do IPM como base de projeto apresente muitas vantagens, em termos de maturidade da validação de mercado e da complexidade dos próprios componentes, o IPM ainda não é tão fácil de dominar quanto os componentes separados tradicionais, portanto a seleção do módulo IPM para o projeto de blocos ainda deve ser feita com muito cuidado. A discussão a seguir pode fornecer algumas referências aos projetistas. Considerações voltadas à cadeia de suprimentos (1) Capacidade de fornecedores e fabricantes de controlar exceções de processo (2) Existe uma solução alternativa quando o fornecedor fica sem estoque (3) Suporte técnico do fornecedor e mecanismo geral de garantia de qualidade da cadeia de suprimentos para os clientes (4) Melhoria e gestão de controle do feedback das aplicações no mercado Considerações sobre o projeto do módulo (1) Estrutura da embalagem (2) Se o layout dos componentes internos é razoável (3) Se o projeto do circuito periférico de adaptação é fácil de dominar (4) Capacidade do CI de acionamento e do chip semicondutor de potência Devido às limitações de espaço, a seguir são discutidos apenas os pontos-chave das partes relevantes do projeto do módulo. Estrutura da embalagem Características de um bom projeto de encapsulamento de potência Um bom projeto de encapsulamento de potência deve ter as características de alta resistência estrutural, processo de fabricação simples, alto isolamento, fácil condução de calor e baixa resistência térmica. Se a resistência da estrutura é alta ou não determina se a superfície de junção da estrutura dentro do módulo e o sistema de materiais estão sujeitos a defeitos e falhas sob condições de rápida variação térmica e vibração mecânica de longo prazo. O processo simples mostra que o processo tem bom controle sobre anomalias e que os possíveis defeitos no processo podem ser facilmente detectados. A exigência de fácil condução de calor é que, quando o elemento semicondutor gera instantaneamente alto consumo de energia (como em curto-circuito ou comutação anormal), o calor possa ser conduzido imediatamente, de modo que o elemento semicondutor não cause efeito de ponto quente, resultando em queima instantânea. O objetivo da baixa resistência térmica é dissipar o calor depois que o corpo aquecido atinge o estado estável de equilíbrio térmico, de modo a não causar acúmulo de calor e falha prematura dos componentes. Diferenças entre várias estruturas de encapsulamento de potência Figura 7 Figura 8 Figura 9 As figuras (7), (8) e (9) representam várias estruturas típicas de encapsulamento de IPM existentes no mercado. Em seguida, utilizamos as conclusões acima para verificar as vantagens e desvantagens destas três estruturas. A estrutura da figura (7) consiste em colocar o IC de comando e o semicondutor de potência no lead frame, no mesmo plano; o substrato cerâmico é utilizado diretamente como material de isolamento e de condução térmica para o dissipador de calor, e depois toda a estrutura é revestida com o composto de moldagem semelhante ao de componentes encapsulados separados. Esta estrutura de encapsulamento pode ser considerada simples e de elevada robustez, mas existem vários pontos que merecem atenção, descritos a seguir. Primeiro, embora o substrato cerâmico seja um material de elevado isolamento, não é um material fácil de conduzir calor, e o efeito na dissipação de pontos quentes instantâneos será relativamente fraco. Por isso, é necessário prestar especial atenção a saber se o frame condutor que suporta o semicondutor de potência consegue satisfazer a exigência de condução térmica instantânea sem formar pontos quentes. Ao mesmo tempo, a resistência térmica de um substrato cerâmico com a mesma espessura é muito superior à do alumínio, quanto mais à do cobre. Assim, com a mesma temperatura do dissipador, a temperatura do cristal de potência no interior do módulo é mais elevada do que a de um módulo que use alumínio ou cobre. Em suma, a margem de funcionamento seguro do módulo fica relativamente reduzida. A única forma de o projetista se certificar plenamente é não confiar apenas na especificação medida pelo próprio projetista. O segundo ponto diz respeito aos materiais e à tecnologia utilizados na superfície de união do substrato cerâmico, porque isso está relacionado com a possibilidade de, com o uso prolongado, ocorrer delaminação, o que fará com que o calor do semicondutor não possa ser dissipado normalmente e leve à sua queima. O projetista pode pedir ao fornecedor as condições de ensaio nesta área e depois compará-las com o sistema real. Se a equivalência entre o ensaio do fornecedor e o funcionamento do sistema real não puder ser confirmada, recomenda-se realizar o ensaio e validá-lo por conta própria. O terceiro é o problema de fratura e espessura anómala do substrato cerâmico. De um modo geral, quanto mais espesso for o substrato cerâmico, menor será a probabilidade de fissura. Mesmo que se parta, é difícil que se abra uma fenda completa, evitando que a alta tensão do terminal de potência ou de sinal provoque fuga elétrica diretamente para o dissipador fixado na superfície do módulo. Por isso, este tipo de projeto não deverá apresentar grandes problemas nos ensaios de normas de segurança. Além disso, embora a condutividade térmica do substrato cerâmico não seja tão boa como a de um bloco de cobre ou alumínio, será muito melhor do que a do epóxi utilizado na estrutura da figura (8). Assim, a espessura anómala de módulos individuais tem um impacto reduzido no desempenho de dissipação térmica. Ao mesmo tempo, a folga entre o módulo e o plano do dissipador devido à temperatura não é óbvia, o que evita problemas de fraca condutividade térmica. A estrutura da figura (8) utiliza um bloco de alumínio em vez de um substrato cerâmico como principal via de dissipação térmica. Em teoria, deve ter melhor condutividade térmica do que a estrutura da figura (7). No entanto, é importante notar que a estrutura da figura (8) utiliza um processo de dupla moldagem para atingir a alta tensão no interior do IPM e isolá-la do bloco de alumínio usado para a condução de calor. Ou seja, o frame condutor após a implantação dos cristais é moldado uma vez; em seguida, o bloco de alumínio é colocado sobre o produto semiacabado após a primeira moldagem e volta a ser moldado. Por isso, existem vários pontos importantes que também devem ser observados. O primeiro é o controlo da espessura da camada de adesivo isolante. Embora o adesivo isolante utilizado na moldagem tenha elevadas características de isolamento, a respetiva condutividade térmica também é muito fraca. Se o erro no controlo da espessura for demasiado grande, a condutividade térmica e a resistência térmica de cada módulo serão fortemente afetadas. Em segundo lugar, a curvatura anómala do plano do bloco de alumínio e a deformação causada pela temperatura geram problemas de folga no plano de fixação ao dissipador, o que também é um ponto importante que deve ser observado. Pela experiência do autor, os projetistas que utilizam este tipo de módulo podem reduzir o impacto desta parte aplicando pasta térmica. Contudo, o coeficiente de expansão térmica do bloco de alumínio é muito superior ao do adesivo utilizado no encapsulamento, e a tensão causada pela deformação de um bloco de alumínio do mesmo volume é muito maior do que a de um substrato cerâmico. O método melhorado da figura (8) consiste em substituir o bloco de alumínio por um bloco de cobre, dividindo-o em vários blocos e ligando-o diretamente ao frame condutor. Finalmente, utiliza-se o gel encapsulante moldado para fornecer o isolamento entre a alta tensão no interior do IPM e o exterior. Esta alteração pode manter um desempenho de resistência térmica semelhante ao da estrutura da figura (8), mas com melhor condutividade térmica instantânea e menor tensão causada pela deformação de um bloco de cobre inteiro sobre o módulo completo. Como o bloco de cobre não é exposto, a superfície de contacto entre o módulo e o dissipador ficará mais plana, e o problema de deformação causado pelo calor será bastante melhorado. A estrutura da figura (9) consiste em colocar diretamente a parte inferior do frame condutor sobre o cristal de potência, para suportar o IC de comando e o cristal de potência. O frame condutor forma dois planos diferentes. O objetivo de rebaixar o frame condutor é fazer com que o plano do cristal de potência fique muito próximo da superfície do encapsulante do IPM em contacto com o dissipador. Este desenho estrutural permite que o frame condutor seja diretamente moldado e encapsulado, sem outros materiais de adaptação nem processos derivados após a implantação dos cristais no frame condutor. Além da espessura de isolamento, é também a estrutura mais económica. Recomenda-se combinar o dissipador do sistema, a temperatura máxima de operação possível e a tensão de operação do sistema real para encontrar a faixa limitada do módulo. Se a disposição dos componentes internos é razoável Verifique se a disposição dos componentes internos é razoável, incluindo se a fonte de calor (na sua maioria cristais de potência) está disposta no frame condutor para obter uma distribuição uniforme do calor, se o atraso de comando dos cristais de potência trifásicos é consistente e se o circuito de corrente dos cristais de potência dos braços superior e inferior é simétrico. Vale a pena mencionar que os projetistas podem ver frequentemente que o IPM recomenda na especificação (como mostrado na Tabela 1) que a tensão do barramento DC do sistema não deve exceder 450 V e que a tensão de comutação não deve exceder 500 V. Isto deve-se ao facto de existir uma indutância de fuga equivalente formada pela cablagem e pelo frame condutor no IPM, A queda de tensão pode ser muito superior à tensão medida no pino do IPM. Para garantir que a queda de tensão no interior do cristal de potência não exceda a tensão nominal de 600 V, é definido este intervalo limite. Mas, na verdade, isso acontece porque a indutância de fuga do frame condutor e da cablagem é de cerca de 10-20 nH, e a taxa de variação da corrente de comutação do IPM raramente excede 400 A/µs (geralmente entre 200 A/µs e 300 A/µs). Desta forma, a diferença de tensão entre a tensão no pino e o IGBT interno, devido à variação brusca de tensão, deve ser inferior a 10 V, o que coincide com os resultados medidos. Além disso, quase todos os IGBTs com classificação de 600 V têm uma margem superior a 100 V. Em suma, é pouco provável que a tensão nos terminais do IGBT no interior do IPM exceda o seu limite e colapse devido à comutação. Deve notar-se que, para reservar ainda mais a margem em que a potência dissipada pelo IPM durante a comutação não excede o funcionamento seguro, a possibilidade de exceder o limite de potência é muito maior do que a de exceder o limite de tensão. No entanto, é previsível que, quanto maior for a margem de projeto, menor será a taxa de falhas na aplicação em campo. Quando é difícil estimar a corrente instantânea, baixar a tensão em p-n é um critério de projeto necessário. Na realidade, a relação entre a definição e a medição da área de funcionamento seguro do cristal de potência, a sua aplicação em campo e a taxa de falhas não é apenas um tema exclusivo do IPM, mas também um tema profundo e amplo no encapsulamento separado maduro. Talvez numa próxima oportunidade possa ser abordado num artigo especial. É fácil dominar o projeto das linhas periféricas de adaptação? A maioria dos projetos de circuitos periféricos de adaptação do IPM tem pouca diferença. Em termos gerais, basta colocar corretamente os três alimentadores flutuantes e os resistores de proteção contra curto-circuito do braço superior, de acordo com o projeto de referência, como mostrado na figura (11), e depois ligar os sinais de comando dos seis braços da ponte. No entanto, não é necessariamente verdade que cada módulo seja realmente tão fácil de projetar como afirma o manual de referência. Na prática, a base para este julgamento deve ser determinada pelos componentes semicondutores selecionados pelo módulo e pelas condições de aplicação do sistema. Em particular, deve ter-se em atenção a prevenção dos problemas que possam derivar do IC de comando especial selecionado pelo IPM. A discussão desta parte é descrita em detalhe na referência [2]. Além disso, vale a pena mencionar se a lógica de comando é lógica positiva ou lógica negativa, o que é mais fiável. O autor encontrou um diretor de projeto bastante experiente, que acreditava na afirmação dos principais fabricantes japoneses e considerava que o comando por lógica positiva seria muito mais fiável do que o comando por lógica negativa. Na verdade, a lógica negativa tem elevada robustez quando a alimentação do IPM é anómala, o interruptor pode ser desligado em segurança. Os dois modos de comando têm as suas próprias vantagens e desvantagens. Não é possível dizer qual é mais fiável. Refira-se a figura (XII): quando o nível de ruído excede o nível de comando reconhecido pelo IPM, o mecanismo da lógica negativa é desligar o IGBT, enquanto a lógica positiva é ligar o IGBT. Em geral, os estados de comutação dos braços superior e inferior são, na maioria, complementares. Por isso, para o IPM comandado por lógica negativa, desligar o IGBT que deveria estar ligado durante alguns µs apenas reduz a utilização da tensão; mas, para o IPM comandado por lógica positiva, existe o perigo de condução simultânea superior e inferior, resultando num curto-circuito no braço. Além disso, no projeto de comando direto, embora o comando por lógica negativa exija resistor de pull-up, a capacidade de fan-out de um MCU comum é normalmente mais fraca do que a capacidade de sink, cerca de 1/5 a 1/10. Portanto, o risco do comando por lógica positiva ocorrerá quando a porta de saída do MCU exigir uma corrente de saída elevada, e o nível de comando pode ser acionado No entanto, quando o comando por lógica negativa sai em nível alto, a porta de comando fica em alta impedância, e a corrente de comando é fornecida pela alimentação do resistor de pull-up, pelo que não haverá o problema do comando por lógica positiva. Alta fiabilidade do IC de comando e do semicondutor de potência Embora o IPM ofereça muitas vantagens que os componentes tradicionais não possuem, ao alterar o tipo de encapsulamento, é importante notar que isso não altera a função nem as características da essência do semicondutor. Portanto, se o IC de comando e o cristal semicondutor de potência selecionados tiverem limitações de aplicação e defeitos, o IPM essas limitações e defeitos existirão inevitavelmente. Por exemplo: se for selecionado o IPM do fabricante A O comutador de potência é um IGBT com tecnologia não perfurada (NPT), enquanto o IGBT com tecnologia perfurada (PT) selecionado pelo fabricante B fará com que as características dos dois IPMs sejam diferentes. A tecnologia trench, recentemente popular, é também uma tecnologia derivada do tipo perfurado. Embora melhore bastante a desvantagem da velocidade lenta de comutação do IGBT tradicional do tipo perfurado, também apresenta as características de fraca capacidade de suportar corrente de curto-circuito e parâmetros sensíveis às variações de temperatura. O IC de comando utilizado é o mesmo. Portanto, se conseguirmos compreender plenamente a faixa limitada do semicondutor selecionado para o IPM em relação a variações de temperatura, di/dt, dv/dt e tensão negativa instantânea, de modo a selecionar o IPM adequado aos requisitos da aplicação do sistema, então o projeto já estará mais de meio caminho andado para o sucesso. No que diz respeito à própria experiência do autor, a verificação ambiental combinada consegue detetar facilmente defeitos de projeto do sistema devido à combinação de stress de temperatura, vibração, tensão e corrente, mas também dificulta bastante a análise das causas de falha. Se o projetista já tiver bastante clara, na solução com componentes separados, a influência das diferentes características dos componentes no sistema, recomenda-se que o fornecedor disponibilize as características de especificação, a verificação de fiabilidade e a experiência de aplicação no mercado dos semicondutores selecionados no IPM em componentes tradicionais encapsulados, o que certamente será de grande ajuda para verificar a fiabilidade do IPM e as causas de falha dos componentes separados. conclusão Embora o IPM ofereça um sistema de driver para motor trifásico ou uma topologia de UPS de três braços, é uma solução para simplificar o projeto do sistema e aumentar a densidade de potência. No entanto, devido às suas especificações de encapsulamento e métodos de fabrico únicos, parece ainda difícil competir, em termos de custo por componente, com os componentes de encapsulamento separado normalizados e produzidos em massa. Ainda assim, sob a lei inelutável de que o custo de qualquer tecnologia emergente acaba por ser resolvido com o tempo, a tendência de o encapsulamento integrado de potência substituir o encapsulamento tradicional não poderá ser evitada. Para além de explicar claramente as diferenças de desempenho, fiabilidade e custo global resultantes da utilização do IPM no projeto do sistema; também combinado O modo de pensar dos projetistas do fabricante do módulo e dos projetistas do sistema fornece aos leitores diferentes níveis de orientação quando compreendem e selecionam o IPM. Ao mesmo tempo, no artigo são também clarificadas algumas ideias enganosas. Espera-se que os leitores interessados em utilizar ou que já utilizam IPM melhorem a sua compreensão deste tipo de componentes U Referências: 1. Dai zhizhan, "Introdução ao encapsulamento e aplicação de módulos inteligentes de potência", rede de e-learning em tecnologia de motores, n.º 94, setembro de 2004 2. Dai zhizhan, "Projeto de IC de comando especial para circuito meia ponte/ponte completa", rede de e-learning em tecnologia de motores, edição 184, junho de 2006 3. "Eletrónica de potência: conversores, aplicações e projeto", Mohan, Undeland e Robbins, Wiley, 1989 4. "Dispositivos semicondutores de potência para acionamento de frequência variável", B. Jayant Baliga, 1994 5. T. Fukami, H. Senda, T. Onishi, T. Kushida, T. Shoji, M. Ishiko, "Proposta de tecnologia de screening para falha da área de funcionamento seguro em polarização inversa por comutação indutiva sem clamp", Proceedings of the IEEE, pp. 2053-2059, 2005 6. Fairchild Application Note 9016, K.S. Oh, fev. 2001 7. "Módulo de potência para controle de eletrodomésticos", IEEE Application Magazine, pp. 26–34, julho de 2002 8. Qiankun Technology, "Seminário técnico sobre módulo de fonte de alimentação inteligente para acionamento de motores de alta potência", março de 2005 9. Daizhizhan, "Um novo amplificador de potência chaveado para sistema maglev de alta eficiência", dissertação de mestrado, Instituto de Engenharia Elétrica da Universidade Tsinghua, junho de 1995

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5/16, 2022Transistores bipolares de porta isolada (IGBTs)

Transistores bipolares de porta isolada (IGBTs)

Semicondutor dispositivos – Discretos dispositivos – Parte 9: de porta isolada bipolares transistores(IGBTs) Dispositivos de semicondutores – Dispositivosdiscretos – Parte 9: Transistores bipolares de de porta isolada(IGBT) SEMICONDUCTOR DEVICE–DISCRETE DEVICES – Part 9: Insulated-gate bipolar transistors(IGBTs) PREFÁCIO 1) A Comissão Eletrotécnica Internacional (IEC) é uma organização mundial de normalização que abrange todos os comitês eletrotécnicos nacionais (Comitês Nacionais IEC). O objetivo da IEC é promover a cooperação internacional em todas as questões relativas à normalização nos domínios elétrico e eletrônico. Para esse fim e, além de outras atividades, a IEC publica Normas Internacionais, Especificações Técnicas, Relatórios Técnicos, Especificações Publicamente Disponíveis (PAS) e Guias (doravante denominados Publicação(ões) IEC”). Sua elaboração é confiada a comitês técnicos; qualquer Comitê Nacional IEC interessado no assunto tratado pode participar desse trabalho preparatório. Organizações internacionais, governamentais e não governamentais em ligação com a IEC também participam dessa elaboração. A IEC colabora estreitamente com a Organização Internacional de Normalização (ISO), de acordo com as condições determinadas por acordo entre as duas organizações. 2) As decisões formais ou acordos da IEC sobre assuntos técnicos exprimem, na medida do possível, um consenso internacional de opinião sobre os temas pertinentes, uma vez que cada comitê técnico conta com representação de todos os Comitês Nacionais IEC interessados. 3) As Publicações IEC têm a forma de recomendações para uso internacional e são aceitas pelos Comitês Nacionais IEC nesse sentido. Embora sejam envidados todos os esforços razoáveis para assegurar que o conteúdo técnico das Publicações IEC esteja correto, a IEC não pode ser responsabilizada pela forma como elas são utilizadas nem por qualquer interpretação equivocada por parte de qualquer usuário final. 4) A fim de promover a uniformidade internacional, os Comitês Nacionais IEC comprometem-se a aplicar as Publicações IEC de forma transparente, na máxima extensão possível, em suas publicações nacionais e regionais. Qualquer divergência entre qualquer Publicação IEC e a correspondente publicação nacional ou regional deverá ser claramente indicada nesta última. 5) A IEC não fornece nenhum procedimento de marcação para indicar sua aprovação e não pode ser responsabilizada por qualquer equipamento declarado em conformidade com uma Publicação IEC. 6) Todos os usuários devem assegurar-se de que possuem a edição mais recente desta publicação. 7) Nenhuma responsabilidade recairá sobre a IEC ou seus diretores, empregados, funcionários ou agentes, incluindo especialistas individuais e membros de seus comitês técnicos e Comitês Nacionais IEC, por qualquer lesão pessoal, dano material ou outro dano de qualquer natureza, direto ou indireto, ou por custos (incluindo honorários advocatícios) e despesas decorrentes da publicação, uso ou اعتماد? 8) Chama-se a atenção para as referências normativas citadas nesta publicação. O uso das publicações referenciadas é indispensável para a correta aplicação desta publicação. 9) Chama-se a atenção para a possibilidade de que alguns elementos desta Publicação IEC possam ser objeto de direitos de patente. A IEC não se responsabiliza por identificar quaisquer desses direitos de patente. A Norma Internacional IEC 60747-9 foi elaborada pelo subcomitê 47E: Dispositivos semicondutores discretos, do comitê técnico IEC 47: Dispositivos semicondutores. Esta segunda edição da IEC 60747-9 cancela e substitui a primeira edição (1998) e sua emenda 1 (2001). As principais alterações em relação à edição anterior estão listadas abaixo. a) A cláusula 3 foi alterada com a inclusão de termos que deveriam constar. b) As cláusulas 4 e 5 foram alteradas com as devidas adições e supressões que deveriam constar. c) As cláusulas 6 e 7 da Emenda 1 foram combinadas na cláusula 6, com as devidas adições e correções que deveriam constar. d) A Cláusula 8 da Emenda 1 foi renumerada como Cláusula 7. Esta norma deve ser lida em conjunto com a IEC 60747-1. O texto desta norma baseia-se nos seguintes documentos: FDIS Report on voting 47E/333/FDIS 47E/341/RVD Informações completas sobre a votação para a aprovação desta norma podem ser encontradas no relatório de votação indicado na tabela acima. Esta publicação foi elaborada de acordo com as Diretivas ISO/IEC, Parte 2. Uma lista de todas as partes da série IEC 600747, sob o título geral:Semiconductor devices – Discrete devicespode ser encontrada no site da IEC. O comitê decidiu que o conteúdo desta publicação permanecerá inalterado até a data de resultado de manutenção indicada no site da IEC sob “http://webstore.iec.ch” nos dados relacionados à publicação específica. Nessa data, a publicação será • reconfirmada, • retirada, • substituída por uma edição revisada, ou • emendada. SEMICONDUCTORDEVICES – DISCRETEDEVICES – Part 9: Insulated-gate bipolartransistors (IGBTs) 1 Sescopo Esta parte da IEC 60747 fornece normas específicas de produto para terminologia, símbolos de letras, classificações e características essenciais, verificação das classificações e métodos de medição para transistores bipolares de porta isolada (IGBTs). 2 Normative references Os documentos referenciados a seguir são indispensáveis para a aplicação deste documento. Para referências datadas, aplica-se apenas a edição citada. Para referências não datadas, aplica-se a última edição do documento referenciado (incluindo quaisquer emendas). IEC 60747-1:2006,Semiconductor devices – Part 1:General IEC 60747-2,Semiconductor devices – Discretedevices e integrated circuits – Part 2: Rectifierdiodes IEC 60747-6,Semiconductor devices – Part 6:Thyristors IEC 61340 (todas as partes),Electrostatics 3 Terms e definitions Para os fins deste documento, aplicam-se os seguintes termos e definições. 3.1 Graphical symbol of IGBT O símbolo gráfico mostrado abaixo é utilizado nesta edição da IEC 60747-9. Símbolo gráfico NOTA Somente o símbolo gráfico do IGBT de canal N é utilizado nesta norma. Ele também se aplica à medição de dispositivos de canal P. No caso de dispositivos de canal P, a polaridade deve ser adaptada. 3.2 General terms 3.2.1 insulated-gate bipolar transistor IGBT transistor que possui um canal de condução e uma junção PN. A corrente que flui pelo canal e pela junção é controlada por um campo elétrico resultante de uma tensão aplicada entre os terminais gate e emitter Ver IEV 521-04-05. NOTA Com a tensão coletor-emissor aplicada, a junção PN fica polarizada diretamente. 3.2.2 N-channel IGBT IGBT que possui um ou mais canais de condução do tipo N Ver IEV 521-05-06. 3.2.3 P-channel IGBT IGBT que possui um ou mais canais de condução do tipo P Ver IEV 521-04-05. 3.2.4 collector current (of an IGBT) Ic corrente contínua comutada (controlada) pelo IGBT 3.2.5 collector terminal, collector (of an IGBT) C para um IGBT de canal N (de canal P), o terminal para o qual (do qual) a corrente de coletor flui do (para o) circuito externo Ver IEV 521-07-05 e IEV 521-05-02. 3.2.6 emitter terminal, emitter (of an IGBT) E para um IGBT de canal N (de canal P), o terminal do qual (para o qual) a corrente de coletor flui para (do) o circuito externo Ver IEV 521-07-04. 3.2.7 gate terminal, gate (of an IGBT) G terminal ao qual é aplicada uma tensão em relação ao terminal emissor, a fim de controlar a corrente de coletor Ver IEV 521-07-09. 3.3 Terms related to ratings and characteristics; voltagesand currents 3.3.1 collector-emitter (d.c.) voltage tensão entre coletor e emissor 3.3.2 collector-emitter voltage with gate-emitter short-circuited VCES tensão coletor-emissor na qual a corrente de coletor tem um valor baixo (absoluto) especificado, com gate-emissor em curto 3.3.3 collector-emitter sustaining voltage VCE*sus tensão de ruptura coletor-emissor em valores relativamente altos de corrente de coletor, em que a tensão de ruptura é relativamente insensível a variações na corrente de coletor, para uma terminação especificada entre os terminais de porta e emissor NOTA 1 A terminação especificada entre os terminais de porta e emissor é indicada no símbolo por meio do terceiro subscrito `*`; ver 4.1.2 da IEC 60747-7. NOTA 2 Quando necessário, acrescenta-se ao termo básico um qualificativo apropriado para indicar uma terminação específica entre os terminais de porta e emissor. Exemplo: tensão de sustentação coletor-emissor com os terminais de porta e emissor em curto-circuitoVCESsus . NOTA 3 O termo básico pode ser abreviado se o significado ficar claro pelo símbolo usado. Exemplo: tensão de sustentação coletor-emissorVCERsus . NOTA 4 Este termo é importante para dispositivos de alta tensão, por exemplo, acima de 4 kV. 3.3.4 collector-emitter breakdown voltage V(BR)CES tensão entre coletor e emissor acima da qual a corrente de coletor aumenta acentuadamente, com gate-emissor em curto-circuito Ver IEV 521-05-06. 3.3.5 collector-emittersaturation voltage VCEsat 3.3.6 gate-emitter (d.c.) voltage tensão entre porta e emissor 3.3.7 gate-collector (d.c.) voltage tensão entre porta e coletor 3.3.8 gate-emitter threshold voltage VGE(th) tensão gate-emissor na qual a corrente de coletor tem um valor baixo (absoluto) especificado 3.3.9 electrostatic discharge voltage tensão que pode ser aplicada ao terminal de porta sem destruição da camada de isolamento Ver IEV 521-05-27 3.3.10 collector cut-off current corrente de coletor em uma tensão coletor-emissor específica abaixo da região de ruptura e com a porta em estado desligado 3.3.11 collector current corrente através do coletor 3.3.12 tail current ICZ corrente de coletor durante o tempo de cauda 3.3.13 gate leakage current IGES corrente de fuga para o terminal de porta em uma tensão porta-emissor especificada, com o terminal de coletor em curto-circuito com o terminal de emissor 3.3.14 safe operating area SOA corrente de coletor versus tensão coletor-emissor em que o IGBT consegue ligar e desligar sem falha 3.3.14.1 forward bias safe operating area FBSOA corrente de coletor versus tensão coletor-emissor em que o IGBT consegue ligar e permanecer no estado ligado sem falha 3.3.14.2 reverse bias safe operating area RBSOA corrente de coletor versus tensão coletor-emissor na qual o IGBT consegue desligar sem falha 3.3.14.3 short circuit safe operating area SCSOA duração de curto-circuito e tensão coletor-emissor na qual o IGBT consegue ligar e desligar sem falha 3.4 Terms related to ratings and characteristics; othercharacteristics 3.4.1 input capacitance Cies 3.4.2 output capacitance Coes capacitância entre os terminais de coletor e emissor com o terminal de gate em curto-circuito com o terminal de emissor para c.a. 3.4.3 reverse transfer capacitance Cres capacitância entre os terminais de coletor e gate 3.4.4 gate charge QG carga necessária para elevar a tensão gate-emissor de um nível baixo especificado para um nível alto especificado 3.4.5 internal gate resistance rg resistência série interna 3.4.6 turn-on energy (per pulse) Eon energia dissipada no interior do IGBT durante a ligação de um único pulso de corrente de coletor NOTA A dissipação de potência correspondente na ligação sob condições de pulsos periódicos é obtida multiplicandoEna pela frequência de pulso. 3.4.7 turn-off energy (per pulse) Eoff energia dissipada no interior do IGBT durante o tempo de desligamento mais o tempo de cauda de um único pulso de corrente de coletor NOTA A dissipação de potência correspondente no desligamento sob condições de pulsos periódicos é obtida multiplicandoEem pela frequência de pulso. 3.4.8 turn-on delay time td(on) , td NOTA Normalmente, o tempo é medido entre pontos correspondentes a 10 % das amplitudes dos pulsos de entrada e de saída amplitudes. 3.4.9 rise time tr intervalo de tempo entre os instantes em que a subida da corrente de coletor atinge os limites inferior e superior especificados, respectivamente, quando o IGBT está sendo comutado do estado desligado para o estado ligado NOTA Normalmente, os limites inferior e superior são 10 % e 90 % da amplitude do pulso. 3.4.10 turn-on time ton soma do tempo de atraso na ligação e do tempo de subida 3.4.11 turn-off delay time td(off) , ts intervalo de tempo entre o fim do pulso de tensão nos terminais de entrada que manteve o IGBT em seu estado ligado e o início da queda da corrente de coletor quando o IGBT é comutado do estado ligado para o estado desligado NOTA Normalmente, o tempo é medido entre pontos correspondentes a 90 % das amplitudes dos pulsos de entrada e de saída. 3.4.12 fall time tf intervalo de tempo entre os instantes em que a queda da corrente de coletor atinge os limites superior e inferior especificados, respectivamente, quando o IGBT é comutado do estado ligado para o estado desligado NOTA Normalmente, os limites superior e inferior são 90 % e 10 % da amplitude do pulso. 3.4.13 turn-off time toff soma do tempo de atraso no desligamento e do tempo de queda 3.4.14 tail time tz intervalo de tempo do fim do tempo de desligamento até o instante em que a corrente de coletor caiu para 2 % ou para um valor especificado inferior 4 Letter symbols 4.1 General Os símbolos gerais de letras para IGBTs são definidos na Seção 4 da IEC 60747-1. 4.2 Additional general subscripts C,c coletor E,e emissor G,g gate sat saturação th limiar Z,z cauda S terminação com curto-circuito R terminação com resistor X terminação com tensão especificada de gate-emissor sus sustentação 4.3 List of letter symbols Name edesignation Lettersymbol 4.3.1 Voltages Collector-emitter voltidade VCE Collector-emitter voltidade, gate-emitter short-circuited VCES Collector-emitter sustaining voltidade VCE*sus Collector-emitter breakdown voltidade,gate-emitter short-circuited V(BR)CES Collector-emitter saturation voltidade VCEsat Gate-emitter voltidade VGE Gate-emitter voltidade, collector-emitter short-circuited VGES Gate-emitter threshold voltidade VGE(th) Collector-gate voltidade, gate-emitter resistance specified VCGR 4.3.2 Currents Collector current IC Peak collector current ICM Repetitive peak collector current ICRM Collector-emitter cut-off current, gate-emitter short-circuited ICES Tail current ICZ Gate current IG Gate leakidade current, collector-emittershort-circuited IGES 4.3.3 Other electrical magnitudes Input capacitance Cies Output capacitance oes Reverse transfer capacitance res Gate charge QG Internal gate resistance rg Turn-on power dissipation on Turn-on energy on Turn-off power dissipation Poff Turn-off energy Eoff Conducting state power dissipation Pcond Conducting state energy Econd Total power dissipation Ptot 4.3.4 Time Tail time tz 4.3.5 Ormal magnitudes Thermal resistance junction toheatsink Rth(j-c) Transient thermal impedance junctionto heatsink Zth(j-c)

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Prezados clientesEm primeiro lugar, muito obrigado pelo apoio à Yangzhou Positioning Tech. Co., Ltd.O dia 1º de maio é o nosso feriado do trabalho na China. De acordo com a regulamentação nacional sobre feriados e considerando a situação real da empresa, decidimos suspender as atividades de 1º de maio de 2021 a 5 de maio de 2021 (total de cinco dias). Desejamos a todos muito sucesso no trabalho. Yangzhou Positioning Tech. Co., Ltd.

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